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工作在米勒平台区域（放大）与工作在平台之后的区域（饱和）管子的功耗问题
MOSFET
场效应管 N管 P管
对标三极管 N管 P管
三极管具有功率放大的作用
MOSFET也具有功率作用， 控制级的电流很小 控制信号的内阻大
输出级的电流很大 输出信号的内阻很小
三极管的缺点：流控流型器件
MOSFET的优点：压控压型，MOS管的导通只关注电压阈值
先对电容进行充电，充到阈值后，充电过程中是消耗电流和功耗的，当充电完成后，电容充满，则无电流。
上图，DS之间等效成一个可变电阻，这个可变电阻在关断期间，则阻值无穷大，在开通期间，则阻值无穷小。
在开通的时候，就算是很大的电流Id，DS直接等效电阻很小，功耗也很小。
在断开的时候，无穷大的电阻，则没有电流流过，没有功耗。
在选型的时候，如果电流很大，就要选择Rdson小的MOS管。 Rdson越小价格越贵。
GS电容上有一个阈值电压，当电压达到，MOS管导通。
当GS电容充满后，没有放电的话，电容没有电流，没有消耗，MOS管一直导通。
在导通的情况下，Rdson的阻值是最小的。反之截至，Rdson阻值是最大的。
MOSFET的导通损耗 MOSFET的Rdson
Id电流是由负载决定的
体二极管不是特意做出来的，MOS管的体二极管，方向跟Ids方向相反
正向定义：电流由D指向S 正方向
体二极管只能反方向导通
体二极管的 反向钳位电压为0.7V，和普通二极管一样，实际钳位电压与通过的电流有一定的关系。二极管流过的电流越大，则钳位电压就越高。二极管有内阻， 内阻*电流=压降，所以电流越大，二极管压降越高。
二极管的功耗问题：P=0.7V*流过二极管的电流，电流是由负载决定的。 体二极管的功耗是很大的 续流损耗：体二级管的电流一般是和Id接近或者相等的
我们使用的MOSFET实际上是由若干个小的MOSFET合成的
低压MOSFET和高压MOSFET的差异：
低压MOSFET:
负载功率相等3000W 电流 内阻分析法
低压：24VDC 125A 内阻小 多个管子并联，耐压很难做高，GS电容大
高压：310VDC 9.7A 内阻大
从电压角度比较分析：
从耐压来看：耐压高，则多个串 内阻必然大 GS电容则小
耐压低 多个并 内阻小 GS电容大
MOSFET的Rdson
高压的MOSFET则Rdson大 Rdson几十毫欧 比如五六十欧姆
低压的MOSFET则Rdson小 Rdson几毫欧 比如三欧姆
MOSFET的GS电容
高压MOSFET的GS电容小
低压MOSFET的GS电容大
相等的电荷数进行充电
相等的电流进行充电 ： GS电容大，则开通慢 低压MOSFET开通慢
GS电容小，则开通快 高压MOSFET开通开
作用：1、可以确保给GS电容提供放电回路，确保栅极在无上下拉的时候，MOS管是关闭的。
2、确保MOSFET的两态。
3、可以防止雷击，静电，当干扰到达栅极的时候，干扰会被下拉电阻分压。
GS下拉电阻选取的原则： 太小，则功耗大，也不利于管子的导通，因为分压得到的电压低
太大，则不利于雷击，静电等，这时内阻大
GS下拉电阻从10K 到100k
高压系统可以选大一些，低压系统可以选小一些
Ciss 输入电容 Cgs
Crss 米勒电容 Cgd
Coss 输出电容 Cds
Ciss输入电容 = Cgd + Cgs
Coss输出电容= Cgd + Cds
Crss米勒电容 = Cgd
米勒电容随着漏极电压的升降低，在MOSFET的开通和关断过程中，扮演者十分重要的作用
阈值导通电压：4.5V 2V 1V
Vgs栅源极之间的压差，可能地上有毛刺，可能控制信号线上也有毛刺
从抗干扰角度：阈值电压越高越好
阈值电压低也有好处，控制电路简单。
MOSFET工作在饱和导通状态下条件：
GS压差需要大于4.5V 则管子饱和导通
GS电容充电瞬间 R2和C3的内阻大小
GS电容充电过程分三个阶段
第一个阶段： GS电容的内阻为0，几乎所有的电流从电容上走
第二个阶段： GS电容没有充满的情况下，电流分别从电阻及电容流但主要的电流依旧从电容走
第三个阶段： GS电容充满了，电流不从电容走，只有很小的电流从电阻走
讨论的是GS电容和下拉电阻的回路分流问题
MOSFET在开通的过程中，必续要经过这个放大区 功耗特别大 需要放大区的时间特别短
MOSFET在这个区域特别危险，坏的最多
t1时刻 Vth 开通的阈值电压 Vdd（漏极电压） 略微下降
Id开始有点电流
t2时刻 米勒平台电压 Vdd（漏极电压）
Id达到最大 管子属于放大状态
Rdson在一直变化的，从无穷大往很小的一个值变
t3时刻 米勒现象消失 Id达到最大 管子属于饱和导通状态
固有转移特性结束 Rdson变得极小
Vdd（漏极电压）电压很低
t3时刻之后 Crss米勒效应消失 固有转移特性结束
Crss 米勒效应 不是一成不变的 与漏极的电压有关，电压越高，则越明显
电压越低，则不明显
结论：高压系统的管子越要注意米勒效应 低压的则好很多
t3时刻后 理论上只剩下Rdson 压降
还受什么Vgs电压幅值的影响 理想情况下： Vgs电压大于4.5V，管子饱和导通，这里不是栅极对地的电压，是栅源极的压降。
Rdson 假设管子Rdson是3毫欧
在当前Vgs电压条件下：管子Rdson是大于3毫欧
Vgs电压8V 管子Rdson是大于5毫欧
Vgs电压10V 管子Rdson是大于4毫欧
Vgs电压大于12V 管子Rdson是大于3毫欧
结论： Rdson越大，则管子的导通损耗越大
为了进一步降低管子的导通损耗，则Vgs电压需要大于12V
管子Vgs不要超过+-20V 管子会损坏
在米勒平台区域，管子内阻虽然在变小，但是还是很大
由于电流都是最大，所以功耗大 = I^2*R
在米勒平台区域之后，由于Rdson极小 所以功耗小
管子饱和导通状态，相对比较安全
I=U/R 12/100=120ma，刚刚开始电流很大，随后慢慢减小，到达放区的时候，电流保持，到达饱和区的时候，电流下降到最低。
开通损耗 关断损耗 导通损耗 续流损耗
米勒平台 米勒平台 Rdson 体二极管
开关损耗 所有的系统都有 不是所有的系统都有
发生在开和关期间 可以通过选型来降低损耗
与管子开关的次数成正比关系 损耗由系统的负载电流决定，损耗大小，由系统的负载电流决定
与管子开关频率成正比关系
开通损耗：由于MOSFET在开通期间，既有电压又有电流，则存在开通损耗
关断损耗：由于MOSFET在关断期间，既有电压又有电流，则存在关断损耗
由于Vbus电压及负载电流不能改变，开关损耗由米勒平台的时间宽度决定
方法： MOSFET的GS电容有大小 快管和慢管 高压mos电容小，低压mos电容大
增大Igs电流: 减小栅极电阻
栅极驱动极的电流能力要大
提高栅极驱动极的驱动电压:
+-20V之内 +-15V之内 +-12V之内
压缩米勒平台时间，可以直接降低开关损耗
在米勒平台时间内，
GS电流回路 GS电容 Gd电容 Id Vd 驱动电流的大小 Layout回路的大小 MOSET内部电感 板极走线的电感
Vgs波形就容易发生震荡
高压，受米勒电容影响更大 米勒电容与漏极的电压有关系
DS电流小
高压的管子开通容易出问题
低压，受Id影响大
低压的管子关断容易出问题
将开关平台变短的话：
对于高压小电流管子的开通 dv/dt 大 DS内阻由无穷大变为很小
对于低压大电流管子的关断 di/dt 大 DS内阻由很小变为无穷大
当管子过了米勒平台后，管子饱和或者关死
DS的变化（电压或者电流） 通过米勒电容反馈到栅极 影响到栅极的驱动波形
低压大电流的系统，管子的关断比较难做
高压小电流的系统，管子的开通比较难做
在Vgs电压确定的情况下
GS电容偏小 高压管子 栅极电阻 取百欧级电阻
原因：发热小 <100R 100R---330R >330R 发热大
平台短 平台长 危险区域长
容易振荡 好处di/bt小，不震荡，谐波分量小更加容易过EMC
米勒平台时间 300nS---1uS 1uS可能发热会大一些
GS电容偏小大 低压管子 栅极电阻 10R---100R 33R 51R
米勒平台时间 90nS 300nS 具体的时间需要看VGS波形是否震荡
测量MOS管，需要将GS短路。
死区时间，S1开通的时候有一定的延时，S2开通时候也有一定的延时。
其中一个管子开的瞬间
谈论对另外一个管子GS波形的影响
上管先通瞬间
下管是关闭的 下管GS波形有一个很高的电压 有可能导致下管误导通
下管导通阈值4.5V 干扰波形幅值小于4.5V，这个时候MOS管是安全的，不会被导通。
控制信号和Id回路太大
地线的干扰影响 影响着干扰信号的幅值和宽度
GS阻抗的影响
MOSFET本身特性的影响
低导通阈值4.5V管子更容易受影响
高压的时候 高压的管子 AC120 DC170V
建议选择高阈值管子 大功率 小功率
低压的管子 大电流 也建议选择高阈值管子
低压的管子 小电流 可以导通阈值低 Rdson可能偏大
下管先通瞬间
上管是关闭的 下管GS波形有一个很高的电压
有可能导致上管误导通
是发生在下管的Rdson由无穷大到很小的过程中
总结性结论：
管子的导通慢，关断快
尽量选择高阈值的管子
选择低阈值的管子（消费类 玩具等行业，低压小功率）
需要选择合适的平台宽度
平台太宽，波形好，但是发热大
平台太窄，波形不好，产生干扰，发热更大
在每一次开关过程中产生的开的损耗和关的损耗
控制信号的载频越高，则开关损耗越大
降低开关损耗：
将平台时间尽可能的缩短：
1、GD波形尽可能的不去震荡
2、不建议大家做到90ns以下的平台时间宽度
控制信号的幅值大小也会影响到Rdson的阻值 进而影响到了导通损耗
控制信号 最好大于12V 没有条件的至少大于8V
下面是三相裂变桥电路
上桥桥载波控制方式
每一次是一个上管和一个下管导通
上管载波 PWM波 频率10KHz 通M1管子 U W导通
下管恒通 通M2管子 V相悬空
剩下的4个管子全部关闭
ON期间 上桥 M2恒通 单桥臂载波控制方式
源是310V Vbus电压
回到310V的地
源：Vbus 回路：经过M1 U W M2 源：Vbus的地
OFF期间 上桥 M2恒通
其他的管子全部关断
电机的U W做为电感 是一个电流源 电流是不能激变的
电流的方向不能变
地上的电位一定是高于U点的电压
M4和M6的体二极管会被导通
源：U W做为电流源 回路： 经过M2，M4的体二极管 回到U端
电流源电感两端的压降被钳位在0.7V 慢续流
因为地是0V，所以U是-0.7V，被二极管钳位
因为电机的电流一直有，所以平均输出功率就大
对于单桥臂载波的管子来说： 哪个管子发热会大？
ON 上桥载波情况下： 恒通
M1 M2
开通损耗 有 无
关断损耗 有 无
导通损耗 有 有 导通电流 i ^2 x Rdson
续流损耗 无 无
ON 期间 M1的损耗 大于 M2
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OFF 上桥载波情况下： M1恒通
M1 M4 M2
开通损耗 无 无 无
关断损耗 无 无 无
导通损耗 无 无 有 导通电流 i ^2 x Rdson
续流损耗 无 有 无
M4的续流损耗 钳位电压为0.7V，电流为1A，P=1A*0.7=0.7W
假设 导通电流为1A，Rdson=3mR ，P=1A*0.003R=3mW。
续流损耗＞导通损耗
续流损耗特别大
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四大损耗各有占比 是随着负载或者电流的变化而变化的
定性： 假设电流很小 可能开关损耗比重大
哪一个管子载波，哪一个热
续流损耗大于导通损耗
假设电流很大 可能开关损耗比重大
哪一个管子载波,它的对应的另外一个管子就热
续流损耗大 导通损耗偏大
哪个管子恒通、则相应的损耗最小
一个周期内 ON OFF
载波的管子,在ON期间有损耗，OFF期间可以休息
恒通的管子，在全周期内有损耗
续流的管子，在ON期间有休息，OFF内有损耗
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如果说负载电流太大100A
发热源是由，MOS内部晶体发出来的，加散热片可能，还没传递出来，MOS管就已经烧坏了。
解决办法，分散热源，采用并联MOSFET。控制GS电压接到同一个驱动极中，所以MOS管的GS电压一致。
怎么解决续流损耗的问题?
1、 解决办法，分散热源，采用并联MOSFET。控制GS电压接到同一个驱动极中，所以MOS管的GS电压一致。
2、让热源进行分配，大家一起来承担，分时载波，一会上管载波，一会下管载波
3、内部体二极管拿到外面，让MOS管的体二极管失效，在外面增加一个大封装的二极管，电流从外面的二极管走，发热也是在外面的二极管发热，在D极串联一个二极管，在DS极并联一个二极管。
在单桥臂载波的时候,更多的时候是采用上桥载波，主要考虑的上管子自举电容充电的问题
下桥载波控制方式
ON期间 下桥 M2载波 M1恒通
源是310V Vbus电压
回到310V的地
源：Vbus 回路：经过M1 U W M2 源：Vbus的地
OFF期间 上桥 M2 OFF M1恒通
其他的管子全部关断
电机的U V做为电感 是一个电流源 电流是不能激变的
电流的方向不能变
续流期间，是挂在Vbus上面的
源：U W做为电流源 回路：经过M1 M5的体二极管 回到U端
续流期间 W端为正，高于 Vbus电压0.7V。
电流源电感两端的压降被钳位在0.7V 慢续流
因为电机的电流一直有，所以平均输出功率就大
模电的本质：电压、电流、斜率
电压型：电容 MOSFET
电流型：电感 三极管
电压斜率 电流斜率
电压斜率过高，可以用电容解决
电流斜率过高，可以用电感解决
